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Electronique > Réalisations > Effets > Delay (réverbération/écho) 003

Dernière mise à jour : 27/08/2023

Présentation

Cette unité de retard numérique reprend le principe de mon effet Delay 002. Les différences majeures par rapport à cette précédente réalisation résident dans la résolution des échantillons numériques qui passe de 8 bits à 16 bits, et dans le temps de retard maximal qui peut désormais dépasser la durée de 2 secondes avec une bande passante de 10 kHz (fréquence d'échantillonnage 25 kHz).

Le circuit est basé sur un microcontrôleur PIC "moyen de gamme" dsPIC qui pilote un CAN (convertisseur analogique numérique) externe, un CNA (convertisseur numérique analogique) externe et une RAM (mémoire vive) externe. Deux types de mémoires ont été mises à l'épreuve : une de type FRAM (très rapide, mais aussi très coûteuse) et une de type SRAM (très rapide également et plus abordable).

Deux études jumelles ont été menées :
- schéma 003 : schéma de base pour essais FRAM et SRAM - ce montage ne sera pas maintenu
- schéma 003b : schéma "définitif" avec SRAM - ce montage sera maintenu

Le but de l'opération était de voir si avec des composants abordables on pouvait obtenir un temps de retard d'au moins une seconde, tout en bénéficiant d'une "bonne qualité globale". Je sais que je ne suis pas le premier à me poser la question ;)

   

Avertissements

• Bien que ce montage présente des caractéristiques techniques nettement supérieures à celles du Delay 002 du point de vue résolution et temps de retard, il n'en reste pas moins un montage d'initiation. Les résultats obtenus sont très probants, même si je regrette de n'avoir pu porter la fréquence d'échantillonnage à une valeur de 40 kHz au moins.
• Avec le logiciel actuel (version 003b), le réglage du temps de retard (INC ou DEC) s'effectue par pas de 10 cellules de retard, soit 400 us, ce qui nécessite une pression longue des boutons-poussoirs de réglage quand on veut déterminer une valeur de retard très différente de la précédente. A terme, le réglage sera plus souple et permettra de petites variations lors de pressions courtes et de grandes variations lors de pressions longues.
• Avec le logiciel actuel (version 003b), la valeur du temps de retard, la valeur de la résolution en mode bypass et l'état Bypass on/off sont uniquement visibles par une interface série UART/RS232/USB (sortie Tx, 115200 bauds) :
  
   

   

Schéma 003

Un PIC de "taille moyenne" et quelques "puces" additionnelles consituent le coeur du montage.


Alimentation et circuits d'E/S analogique non représentés
   

Principe de fonctionnement

Le signal audio (analogique) auquel on souhaite appliquer un retard est en premier lieu numérisé et pour cela, on utilise un CAN (Convertisseur Analogique Numérique). Ce procédé consiste à échantillonner (prendre des échantillons à intervalles réguliers) du signal audio qui est discontinu (il y a toujours une tension, "nulle" en absence de son). Chaque échantillon (morceau de son) est placé dans un espace de mémoire vive composée d'un grand nombre de cellules (ligne à retard numérique). Ces échantillons stockés ressortent après un certain temps (delay) et on les retrouve sous forme analogique grâce à un CNA (Convertisseur Numérique Analogique).


Le nombre de cellules de retard (Mem x bits) n'affecte pas la qualité du signal échantillonné et retardé...

   

Le résultat est qu'un son échantillonné puis retardé apparaît plus tard en sortie de la ligne à retard.
      

Trace verte = source audio avant retard ; trace rouge = signal retardé
   
Sans rebouclage (feedback) de la sortie vers l'entrée, on obtient un seul écho (graphe ci-devant).
En réinjectant le signal retardé à l'entrée de la ligne à retard, on obtient de multiples répétitions (graphe ci-après).
   

Trace verte = source audio avant retard ; trace rouge = signal retardé et réinjecté dans la ligne à retard
      

Descriptif du schéma

Le système est composé de 4 sous-ensembles :

• le CAN, convertisseur analogique numérique (ADC en anglais) - ici j'utilise un circuit LTC1864 de résolution 16 bits, dont la cadence d'échantillonnage maximale peut atteindre 250 kHz (250000 échantillons de 16 bits par seconde)
• le CNA, convertisseur numérique analogique (DAC en anglais) - ici un circuit intégré LTC1655 qui lui aussi possède une résolution de 16 bits et capable de travailler à une cadence élevée
• le MCU, microcontrôleur PIC de la famille dsPIC33 - gestionnaire complet du système, le logiciel qui le fait vivre gère les opérations :
  . de numérisation du signal analogique d'entrée (par le CAN);
  . de retard, grâce à la lecture et à l'écriture des échantillons audio dans une mémoire externe (RAM);
  . de restitution du signal audio sous sa forme analogique (par le CNA)
• la RAM, mémoire externe rapide - ici une FRAM de 2 Mb (256 Ko) ou une SRAM de 1 Mb (128 Ko) qui assure le retard entre signal entrant et signal sortant

Le graphe qui suit montre le chronogramme des opérations réalisées pour un seul échantillon audio. Le microcontrôleur PIC ne chôme pas !

   
 
ADC = Analog to Digital Converter (= CAN en français) ; DAC = Digital to Analog Converter (= CNA en français)
MEM_Write = éciture en mémoire des échantillons entrants ; MEM_Read = lecture des échantillons préalablement stockés
   

Avec cette façon de faire, le temps de traitement nécessaire pour un unique échantillon audio est de 45 us environ, ce qui permet de travailler avec une fréquence d'échantillonnage de 20 kHz. Grâce à une petite astuce, j'ai réussi à réduire le temps de traitement total à 40 us, pour une fréquence d'échantillonnage finale de 25 kHz (schéma 003b).

L'avantage d'une fréquence d'échantillonnage allant au-delà de 20 kHz est qu'il est plus facile de filtrer le résidu d'horloge après conversion numérique analogique (on pourrait même s'en passer puisqu'on ne l'entend pas). L'inconvénient est qu'une valeur de fréquence d'échantillonnage inférieure à 40 kHz impose un filtrage passe-bas efficace avant la conversion analogique numérique, pour atténuer fortement tout signal dont la fréquence dépasse la moitié de cette fréquence. Comme il s'agit d'un montage d'initiation, on peut se passer de ce filtre ou en adopter un simple de type RC (6 dB/octave, ordre 1).

Le graphe qui suit montre le signal d'entrée et le signal retardé (non filtré !), assez proches dans le temps pour faciliter la comparaison entre les deux (zoom sur image pour détails). La fréquence du signal test est de 1 kHz.

   

Les graphes qui suivent montrent le retard maximal qu'on peut atteindre pour un nombre donné de cellules de retard et pour une fréquence d'échantillonnage de 25 kHz ou 20 kHz (trace verte = source audio avant retard ; trace rouge = signal retardé).

   

	Type mémoire : SRAM 1 Mb Nombre de cellules de retard (8 bits) : 8000 Nombre d'échantillons audio retardés (16 bits) : 4000 Fréquence échantillonnage : 25000 Hz Délai max : 4000/25000 = 160 ms
	Type mémoire : SRAM 1 Mb Nombre de cellules de retard (8 bits) : 16000 Nombre d'échantillons audio retardés (16 bits) : 8000 Fréquence échantillonnage : 25000 Hz Délai max : 8000/25000 = 320 ms
	Type mémoire : SRAM 1 Mb Nombre de cellules de retard (8 bits) : 32000 Nombre d'échantillons audio retardés (16 bits) : 16000 Fréquence échantillonnage : 25000 Hz Délai max : 16000/25000 = 640 ms
	Type mémoire : SRAM 1 Mb Nombre de cellules de retard (8 bits) : 64000 Nombre d'échantillons audio retardés (16 bits) : 32000 Fréquence échantillonnage : 25000 Hz Délai max : 32000/25000 = 1280 ms
	Type mémoire : SRAM 1 Mb Nombre de cellules de retard (8 bits) : 128000 Nombre d'échantillons audio retardés (16 bits) : 64000 Fréquence échantillonnage : 25000 Hz Délai max : 64000/25000 = 2560 ms
	Type mémoire : FRAM 2 Mb Nombre de cellules de retard (8 bits) : 256000 Nombre d'échantillons audio retardés (16 bits) : 128000 Fréquence échantillonnage : 20000 Hz Délai max : 128000/20000 = 6400 ms

Le temps de retard est réglable par l'utilisateur grâce aux boutons-poussoirs SW1/Dec et SW2/Inc.
   

Alimentation

L'alimentation doit être de type simple de valeur +5V, comme celle décrite à la page Alimentation simple 001.

   

Schéma 003b

En opérant une petite modification du schéma 003 d'origine, j'ai cherché à bénéficier d'un transfert plus rapide des échantillons audio entre le microcontrôleur et la mémoire SRAM externe (en écriture et en lecture). Avec un succès tout relatif...
   

   
Mes tentatives de réduction du temps de traitement inter-échantillons n'ont pas abouti aux résultats que j'espérais. Le mieux que j'ai pu obtenir est un temps de traitement de 40 us, 5 us pour les conversions AN+NA et 35 us pour les écriture+lecture dans la RAM externe. Le gain de temps obtenu par procédé "bit-banging" (sans utiliser le module SPI hard du PIC) et en utilisant le mode SQI de la SRAM est ridicule et ne vaut pas le coup, car le PIC utilisé est trop lent pour ça (je suis au mieux dessendu à 38 us). Comme les résultats obtenus avec le mode SPI de la SRAM conjointement utilisé avec le module SPI du PIC sont similaires et plus faciles à mettre en oeuvre, j'ai abandonné l'idée de me focaliser sur cette piste d'amélioration avec le mode SQI.

J'en reste donc (pour l'instant) à ces caractéristiques "limitées" qui me plaisent tout de même assez bien, car après tout, ce montage sonne mieux que mon vieux delay à base de ligne à retard SAD1024 du fabricant Reticon (disons qu'il sonne autrement).

   

Mode Bypass

En mode bypass, la mémoire externe n'est pas utilisée et le temps de transit entrée/sortie est alors inférieur à 20 us. Dans ce mode particulier, le montage permet de simuler un échantillonnage effectué avec une résolution comprise entre 1 et 15 bits, tout en bénéficiant d'une fréquence d'échantillonnage de 60 kHz pour une bande passante 20 kHz. Pour cela, la valeur de chaque échantillon audio peut être divisé par un nombre égal à une puissance de 2, juste après l'étape de numérisation :

• division par 2 pour une résolution équivalente de 15 bits
• division par 4 pour une résolution équivalente de 14 bits
• division par 8 pour une résolution équivalente de 13 bits
• division par 16 pour une résolution équivalente de 12 bits
• division par 32 pour une résolution équivalente de 11 bits
• division par 64 pour une résolution équivalente de 10 bits
• division par 128 pour une résolution équivalente de 9 bit
• division par 256 pour une résolution équivalente de 8 bits
• division par 512 pour une résolution équivalente de 7 bits
• division par 1024 pour une résolution équivalente de 6 bits
• division par 2048 pour une résolution équivalente de 5 bits
• division par 4096 pour une résolution équivalente de 4 bits
• division par 8192 pour une résolution équivalente de 3 bits
• division par 16384 pour une résolution équivalente de 2 bits
• division par 32768 pour une résolution équivalente de 1 bit

Pour compenser la perte de niveau occasionnée par la troncature des bits de poids faible, une amplification logicielle est opérée dans le même rapport avant restitution dans le monde analogique. Le niveau du signal de sortie reste ainsi compatible avec celui du signal d'entrée. Les deux graphes suivant montre deux exemples de réduction de résolution, un en mode 7 bits (à gauche) et un en mode 4 bits (à droite).

   

(Vout_NF = sortie CNA Non Filtrée)
   

Le réglage de résolution est défini par la position du potentiomètre RV1. Avec une tension de 0 V sur la ligne Res (broche RA1/AN1 du PIC) la résolution est de 16 bits. Avec une tension de 3,3 V sur la ligne Res, la résolution est de 1 bit.

   

Logiciel du PIC

Fichier compilé pour dsPIC33 (*.hex) disponible en libre service dans l'archive suivante.
Delay 003b - dsPIC33FJ12GP202 - 26/08/2023

Si vous souhaitez recevoir par la poste un PIC préprogrammé et prêt à utiliser, merci de consulter la page PIC - Sources.

   

Prototype

Non réalisé.

 

Circuit imprimé

Non terminé.
   

Historique

27/08/2023
- Première mise à disposition.